Slide 1: 最適なスイッチング周波数を選ぶ方法
最適な スイッチング周波数を選ぶ方法 濱本浩司 FAE MPSジャパン合同会社 2023年9月
Slide 2: はじめに
はじめに • 周辺部品を小さくしたい → 周波数を上げる → インダクタ、コンデンサは小型化 • 周波数を上げる → Lは小/リップル小 → 熱、スイッチング損失が増える → 効率下がる • 周波数を下げる → Lは大/リップル大 → 損失下がる→ 効率上がる → 部品サイズアップ • 周波数を上げる → Ton / Toffの制限 → Vinの制限 → ICによって仕様実現できない • 周波数を上げる → 高周波領域のノイズが増える 効率 熱 使用条件 ノイズ トレードオフ 周波数 サイズ コスト
Slide 3: 最適なスイッチング周波数を選ぶ方法
最適なスイッチング周波数を選ぶ方法 • より小型、より低コストなソリューションとは? • スイッチング周波数が外部部品にどのような影響をもたらすか • リップル電圧と負荷ステップ応答 • 効率および電力損失 • スイッチング周波数の温度への影響 • 最小オンタイム、最小オフタイムによるデューティサイクルの制限 • EMC / EMIパフォーマンス • おさらい / Q&A
Slide 4: より小型でより低コストなソリューションとは?
より小型でより低コストなソリューションとは? 例: 5A 降圧の場合 高 スイッチング 小 周波数 ソリューション サイズ 50kHz 150kHz 500kHz 2MHz 小 高
Slide 5: 公式のおさらい: 降圧型回路の場合
公式のおさらい: 降圧型回路の場合 IInd インダクタの電流波形 Ipeak = IOUT + IL/2 IOUT (DC load) VIN 設計パラメータ: ΔIL • IOUT TOFF TON UVLO • 𝑰𝑳 ΔIL=0.4*Iout • ΔVIN + - Ipeak CIN • ΔVOUT t Peak current BST 例: 40%のインダクタリップル電流の場合 DriverH Q1 SW VOUT IOUT 負荷電流の40％のリップル(ΔIL) Vcc DriverL Q2 - + GND 𝑽𝑶𝑼𝑻 Q1 デューティサイクル = 𝑽𝑰𝑵…
Slide 6: 部品の小型化にはより高いスイッチング周波数が求められる
部品の小型化にはより高いスイッチング周波数が求められる 部品サイジング 部品サイジング 設計条件: • インダクタリップル電 12V～3.3V、2A 24V～5V、5A 流を40％とした場合 120 35 300 25 • 10mVpp 出力リップル 30.0 uH • 100mV 入力リップル 30 20.0 uH 100 250 20 25 インダクタンス (µH) インダクタンス (µH) 80 200 15 容量 (µH) 容量 (µH) 20 60 150 15 10 40 100 10 6.0 uH 4.0 uH 5 20 50 5 2.0 uH 1.5 uH 0 0 0 0 10
Slide 7: コイルサイズ vs. Fswおよび電流: 12V～3.3V、2Aの場合
コイルサイズ vs. Fswおよび電流: 12V～3.3V、2Aの場合 2A 100kHz 33µH 7x7x5mm 2A 500kHz 6µH 2A 2MHz 1.5µH
Slide 8: コイルサイズ vs. Fswおよび電流: 24V～5V、5Aの場合
コイルサイズ vs. Fswおよび電流: 24V～5V、5Aの場合 5A 100kHz 22µH 5A 1MHz 5A 500kHz 2µH 4µH
Slide 9: 高スイッチング周波数: インダクタのサイズと損失
高スイッチング周波数: インダクタのサイズと損失 インダクタDCRと電力損失 インダクタDCRと電力損失 12V～3.3V、2A 24V～5V、5A 600 33.0 uH 35 900 25 825mW 7 x 7 x 5mm 22.0 uH 800 800mW 30 500 480mW → 7% of Pout(6.6W) DCR (mΩ) または電力ロス (mW) 20 DCR (mΩ) または電力ロス(mW) 700 13 x 13 x 6mm 25 インダクタンス (µH) インダクタンス (µH) 400 600 525mW 15 20 500 300 280mW 400 224m
Slide 10: ソリューションサイズ例: 12V～3.3V、2A
ソリューションサイズ例: 12V～3.3V、2A 部品サイジング 100kHz 500kHz 2MHz cm 12V～3.3V、2A 120 40 低ESRタイプ ダンピング用のアルミ電解コンデンサ インダクタンス (µH) 100 高周波数ほ 30 容量 (µH) 80 ど容量は大 47uF 60 幅にDown 20 Cin Cin 40 10 20 Cin 0 0 100kHz 500kHz 2MHz Cout (uF) Cin (uF) Lmin (uH) インダクタDCRと電力損失 33uH L L Co 12V～3.3V、2A 22uF 22uF Co 600 40 L DCR (m
Slide 11: 評価ボード回路図: MPQ4572
評価ボード回路図: MPQ4572 L3サイジング: 100kHz = 33µH 500kHz = 6.8µH 2MHz = 1.5µH 12V 3.3V R4=24kΩ Cout(100kHz) = 2x 1210 22µF + 100µF *4V/100µF 4TPB100M ; 70mΩ
Slide 12: 実際の図: スイッチ、Voutリップル、インダクタ電流 @100kHz
実際の図: スイッチ、Voutリップル、インダクタ電流 @100kHz 条件: 12V～3.374V、2A 電力損失 (W) ESRの大きいコンデンサを使うと L = 33µH (120mOhm) Cout = 2x 22uF 1210 + 1x 100uF (70mOhm) IC Coil リップル大 85% 効率 0 1 1.2W 電力損失 改善が必要 負荷ステップ: 500mA～2A Ch4 Mean 2.01 A リップルが高すぎ! L = ETQP5N330YFM
Slide 13: 100µF 15mΩ出力コンデンサを使用した、同じ100kHz設計
100µF 15mΩ出力コンデンサを使用した、同じ100kHz設計 条件: 12V～3.374V、2A 電力損失 (W) L = 33µH (120mOhm) ESRが小さいものを使うと Cout = 2x 22uF 1210 + 1x 100uF (15mOhm) IC Coil リップル小 85%効率 0 1 1.2W 電力損失 負荷ステップ: 500mA～2A Ch4 Mean 2.01 A L = ETQP5N330YFM Cout = EEFCX0J101R 7.3 x 4.3 x 1.9 mm
Slide 14: 実際の図: 500kHzでの設計
実際の図: 500kHzでの設計 条件: 周波数を上げてコンデンサ容量 (ESR) 小 12V～3.374V、2A 電力損失 (W) L = 6.8µH (68mOhm) インダクタ値も小 Cout = 2 x 22uF 1210 IC Coil リップル電圧、応答性はさらに改善 86.6% 効率 0 1 1.05W 電力損失 負荷ステップ: 500mA～2A Ch4 Mean 2.01 A 非常に低いVoutリップル 良い負荷ステップ応答
Slide 15: 実際の図: 2MHzでの設計
実際の図: 2MHzでの設計 周波数を2MHzにすると、 さらにインダクタ値が小 条件: →リップル電圧は小 電力損失 (W) 12V～3.374V、2A ただし、Coutが不足し、応答性が悪い L = 1.5µH (56mOhm) Cout = 2 x 10uF 0805 IC Coil 82.5% 効率 L = MPL-AT2512 0 1 1.42W 電力損失 Cout = JMK212AB7106KG 負荷ステップ: 500mA to 2A Ch4 Mean 2.01 A 非常に低いVoutリップル! Coutが不足
Slide 16: 12V～3.3Vの効率カーブ
周波数を上げるとスイッチング損失のほうが 12V～3.3Vの効率カーブ 支配的になり、効率は落ちる 95 % 100kHz = 33µH(120mohm) 3W MP4572(65V,2A 同期 (65V、2A 同 500kHz = 6.8µH(68mohm) 期整流降圧) の結果 (250mΩ / 2MHz = 1.5µH(56mohm) 45mΩ) 90 % 500kHz 6.8µH 2.5 W 実際のところ、2MHzの効率は 100kHz 33µH スイッチング損失の影響で、 最も低い 85 % 2MHz 1.5µH 2W total power loss 計算では2MHz (1.5uH
Slide 17: 24V～3.3Vの効率カーブ
条件: 24V～3.3Vの効率カーブ 100kHz: 33µH 64mΩ 12 x 12mm 100kHz: 33µH 120mΩ 7 x 7mm 500kHz: 6.8µH 68mΩ 4 x 4mm 1.5MHz:L 2.2µH 70mΩ 2.5 x 2mm 100 % 2.5 W 95 % 100kHz 33µH 90 % 100kHz 33µH 2W 500kHz, 6.8µH 85 % 1.65W 1.5MHz 2.2µH total power loss 80 % 1.5 W 100kHz: 33µH 64mΩ 12 x 12mm efficiency 100kHz: 33µH 12
Slide 18: ダイの温度を計算する
ダイの温度を計算する 条件: 手法: PG pinのボディダイオード特性を利用する 12V～3.3V、2A MPQ4430を使用 (40V, 3.5A 低Iq同期整流降圧) 1. 25℃および100℃の2つの温度ポイントでV_diodeを計測 する • ただし、アプリケーション内で同じVinを使用 2. １．の結果から、温度係数を計算する • MPQ4430は1mA電流時Tc=-1.55mV/K 3. 無負荷時のV_diode を計測する 4. 特定負荷状況でのV_diodeを計算する ~1mA PG 5. ダイの温度は上記環境において Vdiode / Tc °C PGは ネガティブ 温度
Slide 19: スイッチング周波数の温度への影響
スイッチング周波数の温度への影響 ダイ接合部温度 ダイ接合部温度 前のスライドで紹介した 方法を用いて計測した結果 12V～3.3V、2A 24V～3.3V、2A 90 8 90 8 12V 3.3V TC=-1.55mV/°C +57° 6.8 uH 7 6.8 uH 7 Vd No Vd 2A Delta 80 80 Load load T_J[C] T_J[C] 6 6 6.8u 500k 634 611 14.8 38.8 1.5u 2M 631 584 30.3 56.3 ダイ接合部温度(°C ) ダイ接合部温度(°C ) インダクタンス (µH) インダクタンス (µH) 70 7
Slide 20: デューティサイクルの制限: TON,min
デューティサイクルの制限: TON,min TON,min はハイサイドFETの最も短いOFF-ON-OFF期間。 (FETゲートに給電 → 電流検知 → ゲートを放電) 固定周波数での動作時、FSWが高くなるほど 最大Vinが低くなる 例: 100ns のTON,min Vout = 3.3V Vin,max = 36V Max. Fsw ≤ 0.92 MHz In real world effective 例: duty-cycle is 100ns のTON,min Vout = 3.3V Vin,max = 36V D.C.real = VOUT/(VIN* ) 同時に = 80
Slide 21: デューティサイクルの制限: TOFF,min
デューティサイクルの制限: TOFF,min TOFF,min はローサイドFETの最も短いOFF-ON-OFFシーケンス。 (FETゲートに給電 → 電流検知 → BST-Capに給電 → ゲートを放電) 固定周波数での動作時、 FSWが高く なるほど最大Vinは高くなります 例: 100ns のTOFF,min Vout = 3.3V VIN,min = 3.8V Max. Fsw ≤ 1.3MHz 実際のFET、コイルおよびPCB周辺の低下の トレースには、より低いFswが必要となる 最近のICは低入力電圧時にドロップアウトモードに変更。
Slide 22: 代替ソリューション
代替ソリューション 負荷が大きい領域で使用するようなアプリ より高いI_Lでの動作。 40%から50%、または60%へ変更 ケーションでは、インダクタを小さくして (リップル大)、サイズを優先するような 代替ソリューションも考えられる 4.7µH AL5030 L_ripple 負荷が大きくなれば 効率の差は小さくなる 2.2µH AL4020 Vo_ripple 2.2µH を使用した500kHzの例: I_L=2.44A; Ipk=6.22A 3x 10uF (25V, 1206) のCout
Slide 23: EMI / EMCに与える影響
EMI / EMCに与える影響 伝導性エミッションの事前計測 (CISPR25 に則った電圧手法) MPQ4430評価ボードで計測
Slide 24: 例: MPQ4430
例: MPQ4430 MPQ4430 40V 3.5A 低Iq 同期整流降圧 3 x 4mm フリップチップ QFN
Slide 25: 伝導性エミッション (CE) 100kHz～108MHz
伝導性エミッション (CE) 100kHz～108MHz 設定 Fsw=450 kHz Fsw=960 kHz Fsw=1900 kHz 3.4V 2.8AのVout R4 = 191 kohm R4 = 191 kohm R4 = 191 kohm 主要コイル: MPL-AL-5030 主要コイル: MPL-AL-4020 主要コイル: MPL-AL-4020 R8 = 7.68 kohm 4.7uH 2.2uH 1.0uH C5= 33 pF 5.5 x 5.3 x 2.9 mm 4.1 x 4.1 x 1.9 mm 4.1 x 4.1 x 1.9 mm すべてのテスト値は平均値 450k
Slide 26: CE 100kHz～30MHz
CE 100kHz～30MHz 設定 3.4V 2.8AのVout R8 = 7.68 kohm C5= 33 pF 450 kHz R4 = 191 kohm 主要コイル: MPL-AL-5030 450kHz 4R7 5.5 x 5.3 x 2.9 mm 960kHz 1.9MHz 960 kHz R4 = 191 kohm 主要コイル: MPL-AL-4020 2R2 4.1 x 4.1 x 1.9 mm 1900 kHz R4 = 191 kohm 主要コイル: MPL-AL-4020 1R0 4.1 x 4.1 x 1.9 mm
Slide 27: CE 70MHz～108MHz (FM帯)
CE 70MHz～108MHz (FM帯) 設定 3.4V 2.8AのVout R8 = 7.68 kohm C5= 33 pF 450 kHz R4 = 191 kohm 主要コイル: MPL-AL-5030 4R7 5.5 x 5.3 x 2.9 mm 960 kHz 1.9MHz R4 = 191 kohm +10dB 主要コイル: MPL-AL-4020 960kHz 2R2 +7.5dB 4.1 x 4.1 x 1.9 mm 450kHz 1900 kHz R4 = 191 kohm 主要コイル: MPL-AL-4020 1R0 4.1 x 4.1 x 1.9 mm
Slide 28: MPQ4313の例: SSFMと低減EMCフィルタリング機能付き45V 3A 同期整流降圧
スペクトラム拡散周波数変調とは? MPQ4313の例: SSFMと低減EMCフィルタリング機能付き45V 3A 同期整流降圧 フィルタ変更点 4.7uF 10nF
Slide 29: 440kHz vs 1MHz vs 2MHz – 低周波数放射エミッション
440kHz vs 1MHz vs 2MHz – 低周波数放射エミッション 440kHz 注記: 1MHz設定時はもう少し CISPR25 Level 5 AM帯のリミット 入力フィルタが必要 1MHz 2MHz 2MHz 設定: 440kHz: IHLP2525 6.5 x 6.5 x 3mm 6.8µH 54mΩ 1MHz: AY5030 5 x 5 x 3mm 3.3µH 32mΩ 2MHz: AY4020 4 x 4 x 2mm 1.5µH 35mΩ
Slide 30: 440kHz vs 1MHz vs 2MHz 高周波数放射エミッション
440kHz vs 1MHz vs 2MHz 高周波数放射エミッション CISPR15レベル 5 FM帯城上限 理論上、ノイズレベルはスペクト ラム拡散でFswが倍で3dB増加。 固定周波数の場合6dBに増加。 2MHz +3dB 1MHz 440kHz +3dB 設定: インダクタ (アンテナ) のサイズと高さがス 440kHz: IHLP2525 6.5 x 6.5 x 3mm 6.8µH 54mΩ 1MHz: AY5030 5 x 5 x 3mm 3.3µH 32mΩ イッチング周波数とともに減少するため、 2MHz: AY4020 4 x 4 x 2mm 1.5µH 35mΩ ノイズ
Slide 31: 440kHz vs 2MHz 高周波数放射エミッション
440kHz vs 2MHz 高周波数放射エミッション 設定: L: IHLP2525-6.8µH 周波数スペクトラム拡散 CISPR15 Level 5 Limit 2MHz PK +5dB to 6dB 440kHz PK 2MHz AV OEM AVリミット +5dB to 6dB 440kHz AV 注記: EMC/EMIの理解を深めるには, monolithicpower.com/webinarsで“Automotive EMI Benefits of Spread Spectrum” ウェビナーをご覧ください。
Slide 32: おさらい
おさらい 推奨スイッチング周波数 vs. 入力電圧と負荷電流 スイッチング周波数が高くなると: 100V 部品サイズ • より小型に、より安価に ≤1A スイッチング損失 • より高い入力電圧でより増加 60V EMC • より高い周波数帯域でより増加 48V 2A-3A 負荷ステップ応答 • わずかに改善 Vin 温度上昇 • より高く 24V 5A-6A 12V 5V 100kHz 500kHz 1MHz 2MHz 4MHz Fsw